简单的A类放大器 - 1969

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简单的 A 类放大器

一种 10 瓦的设计，在主观上比 B 类晶体管放大器能提供更好的效果

作者：J. L. 林赛·胡德，M.I.E.E.
日期：1969 年 4 月，发表于《无线世界》

在过去的几年里，已经发表了许多关于家用音频放大器的优秀设计。然而，由于元件可用性的变化，其中一些设计现在已经过时，而其他设计旨在提供超过普通客厅需求的功率输出水平。此外，大多数设计往往相当复杂。

在这种情况下，考虑如何设计一个足够简单的放大器，既能提供足够的输出功率，又能达到无可挑剔的性能标准，似乎是值得的，这项研究最终形成了目前的设计。

输出功率和失真

鉴于 Mullard 的“5 - 10”电子管放大器非常受欢迎，似乎 10 瓦的输出对于正常使用来说已经足够了；事实上，当两个这样的放大器作为立体声对使用时，使用灵敏度合理的扬声器，全功率下的总声音输出会非常惊人。

D. T. N. Williamson 在 1947 年和 1949 年发表在《无线世界》上的一系列文章中制定了音频放大器的原始谐波失真标准；他提出的标准是，在全额定功率输出下总谐波失真小于 0.1%，这已被普遍接受为高质量音频功率放大器的目标数字。由于电子管音频放大器设计中的主要问题在于难以从输出变压器获得足够的性能，并且由于现代晶体管电路技术允许设计无输出变压器的功率放大器，因此似乎可行的目标是更高的标准，即在 30Hz - 20kHz 范围内全输出功率下总谐波失真为 0.05%。这也意味着输出功率在该频率范围内将保持恒定。

电路设计

作者所知的第一个使用无变压器晶体管设计的放大器电路，其性能接近“Williamson”放大器的标准，是 1961 年 Tobey 和 Dinsdale 在《无线世界》上发表的。该电路采用 B 类输出级，晶体管串联连接，呈准互补对称。随后的高质量晶体管功率放大器在很大程度上倾向于遵循本文概述的设计原则。

这种类型放大器的主要优点是正常的静态功耗非常低，整体功率转换效率高。不幸的是，由于推挽对的两半响应的内在不相似性（如果互补晶体管在不对称电路布置中使用）以及由于 Ic/Vb 特性导致的一些交越失真，也存在一些固有缺点。Bailey1 等人已经做了很多工作来尽量减少后者。

B 类输出级的另一个特点是输出晶体管的电流需求随输出信号增加而增加，这可能会降低输出电压并恶化电源的平滑度，除非电源设计良好。此外，由于电流随输出功率增加，如果使用瞬态过载，特别是在有电抗负载的情况下，除非采用合适的保护电路，否则可能会使输出晶体管进入热失控状态。这些要求共同增加了电路布置的复杂性，一个设计良好的低失真 B 类功率放大器不再是一个简单或廉价的构建。

A 类配置中使用输出晶体管是设计晶体管功率放大器的另一种方法，它结合了良好的性能和简单的结构。这避免了准互补电路中不对称、瞬态过载热失控、交越失真和电源电流需求随信号变化的问题。然而，它的效率低于 B 类电路，并且输出晶体管必须安装在大型散热器上。

基本的 A 类结构由一个带有合适集电极负载的单个晶体管组成。如图 1（a）所示，使用电阻器将是一个实际的解决方案，但最佳功率转换效率约为 12%。如图 1（b）所示，使用低频扼流圈将提供更好的效率，但设计合理的组件将体积庞大且昂贵，并消除了无变压器设计的许多优点。如图 1（c）所示，使用第二个类似的晶体管作为集电极负载在尺寸和成本方面会更方便，并且如果两个晶体管的输入具有合适的幅度且相位相反，则可以有效地以推挽方式驱动负载。如果驱动晶体管按图 2 所示连接，则可以满足此要求。

这种连接方法还满足了低失真放大器的最重要要求之一——即使在没有反馈的情况下，放大器的基本线性度也应该良好。有几个因素促成了这一点。由于在一个晶体管接近截止的周期部分中，另一个晶体管完全导通，输出晶体管的 Ic/Vb 非线性特性的趋势是相互抵消的。由于 Tr1 的基极阻抗特性对 Tr3 的输出电流的影响，在 Tr1、Tr2、Tr3 环路周围存在一定程度的内部反馈。此外，必须提供大电压摆幅的驱动晶体管 Tr3 在有利于低谐波失真的条件下工作 - 低输出负载阻抗，高输入阻抗。使用这种输出级的实际功率放大器电路如图 3 所示。

使用典型晶体管时，电路的开环增益约为 600。在 C3 的阻抗与 R4 相比足够小的频率下，闭环增益由（R3 + R4）/ R4 的比值确定。如图 3 所示，该值为 13。这给出了约 34dB 的反馈因子和约 160 毫欧的输出阻抗。

由于反馈回路中包含 C3，所以该电路在直流时具有单位增益。输出电压 Ve 保持在与 Tr4 基极相同的电位，加上 Tr4 的基极 - 发射极电位以及由于该晶体管的发射极电流在 R3 上产生的小电位降。由于输出晶体管 Tr1 将导通所需的电流，以将 Ve 拉低到该值，所以电阻 R2（与 R1 一起控制 Tr2 的集电极电流）可用于设置放大器输出级的静态电流。同样明显的是，通过对 R5 或 R6 进行小的调整，可以将 Ve 设置为任何所需的值。当 Ve 等于电源电压的一半时，可获得最佳性能。（在这个值上下相差半伏左右对可获得的最大输出功率以及放大器的其他特性只会产生很小的影响，因此在设置这个值时不需要非常精确。）

整个电路中都使用了硅平面晶体管，这提供了良好的热稳定性和低噪声水平。此外，由于不需要互补对称，所有功率级都可以使用硅 n - p - n 晶体管，这种晶体管具有最佳性能和最低成本。在 10 瓦输出水平或任何更低水平下，整体性能完全满足 Williamson 制定的标准。功率输出和增益/频率图如图 4 - 6 所示，输出功率与总谐波失真之间的关系如图 7 所示。由于该放大器是一个简单的 A 类电路，失真随输出电压线性降低。（如果存在任何显著的交越失真，在 B 类系统中情况不一定如此。）分析约为 0.05%量级的失真成分是困难的，但似乎在开始削波的电平以下的剩余失真主要是二次谐波。

稳定性、功率输出和负载阻抗

一般来说，硅平面 n - p - n 晶体管具有出色的高频特性，这有助于放大器在有电抗负载时具有非常好的稳定性。作者尚未找到会使系统不稳定的电感（L）和电容（C）的组合，尽管如果用一个小电容器与 R3 并联以在高频时引起衰减，那么在有电感负载的情况下，系统很容易产生振荡。

图 3 所示的电路在对元件值进行极少修改的情况下，可用于驱动 3 - 15 欧姆范围内的负载阻抗。然而，在每种情况下，所选择的输出功率由不同的电流/电压关系表示，因此输出晶体管中的电流和输出电压摆幅也将不同。峰值电压摆幅和平均输出电流可以根据众所周知的关系 W = I²·R 和 V = I·R 非常简单地计算出来，其中符号具有其通常的意义。（然而，应该记住，输出功率的计算基于电流和电压的均方根值，并且必须将这些值乘以 1.414 以获得峰值，并且所测量的电压摆幅是峰峰值电压，它是峰值的两倍。）

进行这些计算后，发现向 15 欧姆负载提供 10 瓦功率时的峰峰值电压摆幅为 34.8 伏。由于两个输出晶体管各自在约 0.6 伏时达到底部，因此电源必须提供至少 36 伏才能允许这种输出。对于 8 欧姆和 3 欧姆的负载，最小高压线路电压必须分别为 27 伏和 17 伏。所需的最小电流分别为 0.9 安培、1.2 安培和 2.0 安培。与这些负载阻抗一起工作的建议元件值如表 1 所示。C3 和 C1 共同影响低频音频下的电压和功率衰减。如果需要比图 4 - 6 所示更好的低频性能，可以增加它们的值。

由于所涉及的电源电压和输出电流在每个输出晶体管中导致约 17 瓦的功耗，并且为了元件的寿命考虑，不希望允许高工作温度，因此必须为每个晶体管提供足够的散热片面积。建议使用一对单独安装的 5 英寸×4 英寸带散热片的散热器。不幸的是，这是 A 类工作必须付出的代价。对于高于 30 伏的电源，Tr1 和 Tr2 应使用 MJ481s，Tr3 应使用 2N1613。

如果前置放大器的输出阻抗大于几千欧姆，放大器的输入级应进行修改，以包括一个简单的场效应管源极跟随器电路，如图 8 所示。这会将谐波失真增加到约 0.12%，因此（理论上）这是一个不如更好的前置放大器有吸引力的解决方案。如果需要，可以通过在场效应管的栅极和负（接地）线之间连接一个小电容器来获得高频衰减。

ZL	V	I	R1	R2	C1	C2	VIN（均方根）
3	17V	2.0A	47	180	500μF 25V	5000μF 25V	0.41V
8	27V	1.2A	100	560	250μF 40V	2500μF 50V	0.66V
15	36V	0.9A	150	1.2k	250μF 40V	2500μF 50V	0.90V

表 1. 不同负载阻抗的元件组合总结。

合适的晶体管

进行了一些实验以确定电路性能受所用晶体管的类型和电流增益的影响程度。正如预期的那样，当使用高增益晶体管以及输出级使用匹配对时，可获得最佳性能。在驱动级中使用的 2N697 / 2N1613 类型晶体管目前还没有合适的替代品，但来自三个不同制造商的这种晶体管类型的实例被使用时，结果显然相同。类似地，使用其他类型的输入晶体管没有产生明显的性能变化，德州仪器的 2N4058 与原型中使用的摩托罗拉 2N3906 完全可互换。

在输出晶体管对的电流增益特性中发现了最值得注意的性能变化，并且为了使任何一对晶体管的失真尽可能低，应调整从其向扬声器供电的点的电压，使其在电源线路电位一半的 0.25 伏范围内。其他结果总结在表 2 中。

这些实验中使用的晶体管是摩托罗拉 MJ480 / 481，除了（6），在（6）中尝试了德州仪器的 2S034 器件。由此可以得出的主要结论是，所使用的晶体管类型可能不是非常重要，但如果输出晶体管的电流增益存在差异，则增益较高的器件必须用于 Tr1 的位置。

测试编号	电流增益 Tr1	电流增益 Tr2	9 瓦时的失真（%）
1	135	135	0.06
2	40	120	0.4
3	120	40	0.12（对 2 反向）
4	120	100	0.09
5	100	120	0.18（对 5 反向）
6	50	40	0.1

表 2. 输出级中失真与增益匹配的关系。

构造说明

放大器。一个 10 + 10 瓦立体声放大器对所需的元件可以方便地组装在一个标准的“Lektrokit”4 英寸×4.75 英寸 s.r.b.p. 针板上，如图所示，四个功率晶体管安装在外部散热器上。除了特别说明的地方，元件的值似乎不是特别关键，10%公差的电阻肯定可以使用而不会产生不良影响。然而，使用高质量的元件以及碳膜或金属氧化物电阻将获得最低的噪声水平。

电源。图 9（a）所示为一种建议的电源单元形式。由于放大器的电流需求基本恒定，可以使用串联晶体管整流电路，其中电源输出电压可以通过选择由发射极跟随器 Tr2 和电位器 VR1 提供的基极电流输入来调整。使用表 3 中所示的储能电容器值，只要串联晶体管的电流增益大于 40，在额定输出电流下纹波水平将小于 10mV。对于高达 2.5 安培的输出电流，所示的串联晶体管将足够，只要它们安装在适合其负载的散热器上。

然而，在立体声对中使用 3 欧姆版本的放大器所需的电流水平下，单个 MJ480 将不再足够，要么必须使用更合适的串联晶体管，如 Mullard BDY20，例如使用 2N1711 作为 Tr2，要么使用如图 9（b）所示的并联连接布置。

Amp ZL	lOUT	VOUT	C1		Tr1/2	MR1	T1
15	1A	37V	1000μF 50V		MJ480 / 2N697	5BO5	40V 1A
2x15	2A	37V	5000μF 50V		MJ480 / 2N697	5BO5	40V 2A
8	1.25A	27V	2000μF 40V		MJ480 / 2N697	5BO5	30V 1.25A
2x8	2.5A	27V	5000μF 40V		MJ480 / 2N697	5BO5	30V 2.5A
3	1.9A	18V	5000μF 30V		MJ480 / 2N697	5BO5	20V 2A
2x3	3.8A	18V	10,000μF 30V		MJ480 / 2x2N697	7BO5T	20V 4A

表 3. 电源组件
整流器“初级”电路中的总电阻，包括变压器次级绕组，不得小于 0.25Ω。当电源（带或不带放大器）与射频放大器 - 调谐器单元一起使用时，可能需要在 T1 的次级绕组上并联一个 0.25μF（160V.w.）电容器，以防止瞬态辐射。指定的整流二极管是国际整流器封装的桥式类型。

晶体管保护电路

流过输出晶体管链（Tr1，Tr2）的电流由 Tr2 两端的电位、R1 和 R2 的值以及 Tr2 的电流增益和集电极 - 基极漏电流决定。由于这两个晶体管特性都与温度有关，输出串联电流会随着 Tr2 的温度升高而略有增加。如果放大器要在高环境温度下运行，或者由于某种原因无法为输出晶体管提供足够的散热片面积，则希望提供一些替代方法来控制输出晶体管电路电流。这可以通过图 10 所示的电路来实现。在该电路中，当流过的总电流导致施加到 Tr6 基极的电位超过导通值（约 0.5 伏）时，Tr1 的直流偏置电流的一部分通过 Tr7 分流到负线。这可以非常精确地控制串联电流，而不会影响输出功率或失真特性。不幸的是，通过在 Tr1 的发射极电路中使用串联电阻来获得 Tr7 的电流控制电位的更简单布置会导致失真特性恶化，在 8 瓦时约为 0.15%，在过载开始时上升到约 0.3%。

聆听条件下的性能

如果音频放大器（或扬声器或任何其他类似的音频设备）的性能可以完全通过频率响应和谐波失真特性来指定，那将是很方便的。不幸的是，在实验室条件下，无法模拟当扬声器系统用于再现日常语音和音乐声音时放大器所呈现的复杂负载或复杂波形结构；因此，尽管方波和低失真正弦波振荡器、示波器和谐波失真分析仪是音频电路设计中的宝贵工具，但最终设计的最终测试必须是听众在其设备和环境允许的最精心选择的条件下的批判性判断。

拥有良好的参考标准对这种性质的比较试验有很大帮助，作者多年来有幸拥有一台精心且昂贵建造的 “Williamson” 放大器，在聆听试验中，其性能证明，或多或少地超过了作者能够进行比较的任何其他音频放大器。

然而，过去，当这些测试是出于个人好奇心进行的，并且在将输入和输出引线从一个放大器切换到另一个放大器时可能会间隔几分钟，一些设计的比较性能非常接近，以至于得出的结论是它们之间真的没有太多选择。最近的一些晶体管功率放大器电路的性能似乎至少与 “Williamson” 的性能完全相等，至少在一次试验到下一次试验的间隔中能够记得的范围内是这样。然而，人们意识到，这并没有真正为正确评估已经很好的设计之间更微妙的性能差异提供最佳条件，因此安排了一个转换开关，用于在任何选定的一对放大器之间切换输入和输出，并组装了总共六个放大器单元，包括 “Williamson” 放大器、另一个流行的电子管单元、三个 B 类晶体管设计（包括一个商业来源的设计）和上述的 A 类电路。在试验之前，在实验室中测试了四个晶体管放大器的频率响应和总谐波失真特性，发现它们在可用音频频谱内都具有平坦的频率响应，并且谐波失真含量低（最坏情况的数字为 0.15%）。

鉴于这些先前的测试，预计任何晶体管设计之间或它们与电子管放大器之间的可听性能不会有任何显著差异。因此，在实际情况中发现电子管和三个 B 类晶体管单元之间存在可察觉的差异令人惊讶。事实上，两个电子管设计和 A 类晶体管电路，以及三个 B 类设计形成了两个音调截然不同的组，每个组内的特性非常相似。

“Williamson” 和目前的 A 类设计都比另一个电子管放大器更好，并且性能非常接近，以至于不看开关位置几乎不可能分辨出使用的是两者中的哪一个。在高音谱的上端，晶体管放大器可能略有优势。

然而，A 类和 B 类组之间的性能差异更为突出。A 类系统不仅完全没有在所有 B 类单元的一些高弦音符上发现的轻微 “尖锐感”，而且它们似乎还提供了更饱满、“更圆润” 的质量，对作者来说，这种吸引力远远超过了需要更强大的电源设备和更庞大的散热器的附带不便。
在与感兴趣的朋友的讨论中，对这一意外发现的含义进行了一些思考，并提出了一个试探性的理论，仅供参考。据推测，这些音调差异的出现是因为正常的动圈扬声器在其相关的外壳中，在与结构共振相关的频率上可以呈现非常复杂的电抗负载，并且当与 B 类放大器一起使用时，如果施加波形的拐点恰好与晶体管交越点重合，这可能会引发瞬态过冲，在这一点上，由于输出晶体管输入参数的突然变化，环路稳定性裕度和输出阻尼将变差。在这种情况下，功率放大器输出电路在阻尼扬声器锥体响应不规则性方面的预期功能可能在扬声器频率响应曲线中最需要阻尼的地方表现得更差。

应该强调的是，这些实验中观察到的差异很小，除非在直接并排比较中，否则不太可能被注意到。然而，如果完美主义者能够以这种方式获得足够的功率满足其需求，他可能更喜欢晶体管电路中的 A 类而不是 B 类。

听众疲劳

根据作者的经验，大多数精心设计的音频功率放大器的性能实际上非常好，并且一个设计与另一个设计之间的差异可能与例如不同扬声器系统之间的差异相比很小，并且到目前为止遇到的晶体管设计中，没有一个可以被认为是不悦耳的。然而，随着固态功率放大器的使用越来越多，在行家中间听到了关于 “听众疲劳” 的令人困惑的故事，这与优质的电子管放大器不同，几乎所有除了最昂贵的晶体管放大器都会导致听众疲劳。这似乎值得调查，以发现这种指控是否有任何根据。

实际上发现，在纸上性能无可挑剔的放大器在某些情况下听起来可能会相当令人担忧。这似乎出现了，并且特别与晶体管功率放大器相关，因为大多数这些放大器能够在超声波频率上轻松提供大量功率，高质量系统中的扬声器将努力将这些功率呈现给听众。在这种情况下，应该记住，在一个从 30Hz 到 180kHz 具有平坦功率响应的放大器中，90% 的功率频谱将是超声波。

这种不需要的输出可以以两种方式出现。它可能是由于前置放大器中存在大量嘶嘶声的宽频谱 “白噪声” 引起的 - 如果电子管前置放大器与晶体管功率放大器的几千欧姆输入阻抗不匹配，就会发生这种情况，并且还会导致系统性能在低音方面不自然地缺乏。当使用具有差的交越点稳定性的 B 类放大器与电抗负载一起使用时，例如发生瞬态不稳定或高频 “振铃” 时，也可能会出现这种类型的问题。